мощности на возобновляемых источниках на электромеханические коле- бания углов генераторов внешней системы, а также определить качание внешней системы. Л И Т Е Р А Т У Р А 1. C o m b i n e d AC-DC micro grids: case study-network development and simulation / N. R. Rahmanov [et al.] // Proceedings Plenary lecture no. 00PLL03 8th International Conference ICTPE-2012, Fredrikstad, Norway, 5–7 September. – Fredrikstad, 2012. – P. 8–12. 2. H y b r i d distributed generation systems with renewable sources: study operation condi- tions with GRID / N. R. Rahmanov [et al.] // Proceedings OF 8th International Conference ICTPE- 2012, Fredrikstad, Norway, 5–7 September. – Fredrikstad, 2012. – P. 286–292. 3. N e w ERA for Electricity in Europe. Distributed Generation: Key issues, challenges and Proposed Solutions European Commission: EUR 20901, 2003, ISBN 92-894-6262–0. 4. E T A P Power Station 6.0. Electrical transient Analyzer Program. Operation Technology, inc. February 2002, southern California. 5. R o p p, M. E. Development of Matlab/Simulink model of single-phase grid-connected photovoltaic system / M. E. Ropp, S. Gonzalez // IEEE Trans. Energy Conv. – 2009. – Vol. 24, No 1. – P. 195–202. 6. C h a o, K. H. Modeling and fault simulation of photovoltaic generation systems using cir- cuit-based model / K. H. Chao, C. J. Li, S. H. Ho // IEEE Int. Conf. Sustainable Energy Technol., Nov., 2008. – P. 290–294. 7. L i n, X. A. Hybrid AC/DC Micro grid and its Coordination Control / X. Lin, P. Wang, P. Chiang // IEEE Transactions on Smart Grid. – 2011. – Vol. 2, No 2. – P. 278–286. 8. A b u r, A. Power System state Estimation: Theory and Implementation / A. Abur, A. G. Exposi. – New York: Marcel Dekkar, 2004. Представлена Ученым советом Института физики НАН Азербайджана Поступила 25.10.2012 УДК 621.341.572 УСОВЕРШЕНСТВОВАНИЕ ДВУНАПРАВЛЕННОГО ТРЕХФАЗНОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ Канд. техн. наук, доц. БУРЛАКА В. В.1), докт. техн. наук, проф. ГУЛАКОВ С. В.1), инж. МАТЯШОВА Т. Н.2) 1)Приазовский государственный технический университет, 2)ПАО «ММК имени Ильича» Использование рекуперативных преобразователей является одним из наиболее доступных и известных путей экономии энергоресурсов. Пре- образователи с возможностью возврата энергии в сеть нашли широкое применение в частотно-регулируемом электроприводе. Рекуперация энергии в сеть существенно экономит энергоресурсы, так как позволяет отказаться от тормозного резистора, на котором энергия рассеивается в виде теплоты. Подавляющее большинство преобразователей частоты (ПЧ) с напряже- нием питания 0,4 кВ, используемых в частотно-регулируемом электро- 31 приводе, построены по схеме автономного инвертора напряжения (АИН), получающего питание от трехфазной сети через шестипульсный неуправ- ляемый выпрямитель. Переход двигателя в генераторный режим приводит к изменению знака потребляемого тока АИН, при этом наличие на входе диодного выпрямителя определяет невозможность возврата энергии в сеть, поскольку выходной ток диодного моста не может менять знак. Для воз- врата энергии в сеть в ПЧ с АИН необходима установка на входе дву- направленного трехфазного выпрямителя (ДТВ) вместо неуправляемого диодного. Классическим схемным решением ДТВ является шеститранзисторный мост, работающий на сеть. Очевидные его достоинства: возможность гене- рации/потребления реактивной мощности, низкий коэффициент гармоник тока сети, стабилизация напряжения звена постоянного тока. Но расплатой за все эти положительные качества являются большое число быстродейст- вующих полупроводниковых ключей в силовой части и сложный алгоритм управления. Поэтому в настоящее время в мире активно ведется разработка экономически эффективных схем ДТВ с уменьшенными требо- ваниями к полупроводниковым ключам и упрощенными алгоритмами управления ими. В этой связи среди последних изысканий в сфере схемотехники сило- вой части ДТВ заслуживают внимания несколько схемных решений: • ДТВ с тиристорным мостом, нагруженным на двунаправленный высо- кочастотный инвертор [1]. Схема позволяет стабилизировать выходное на- пряжение, обеспечивает коэффициент мощности около 0,95 в выпрями- тельном и –(0,82–0,92) в рекуперативном режимах. К недостаткам этого решения следует отнести потребление реактивной мощности в рекупера- тивном режиме из-за невозможности установки угла управления тиристо- рами, равным 180°, и необходимость выбора высокочастотных компонен- тов инвертора по максимальной выходной мощности выпрямителя; • ДТВ, в котором применен метод пассивной инжекции третьей гар- моники во входные токи [2]. Схема позволяет стабилизировать входное напряжение и обеспечить высокое качество спектрального состава вход- ных токов в выпрямительном и рекуперативном режимах, но имеет су- щественные недостатки, такие как: потребление реактивной мощности в рекуперативном режиме из-за невозможности установки угла управле- ния 180°; большие габариты и масса трансформатора инжекции третьей гармоники; • ДТВ, который состоит из двух встречно-параллельно включенных шестипульсных мостов [1], позволяет работать в выпрямительном и реку- перативном режимах, но обладает такими существенными недостатками, как большие искажения формы кривой потребляемого тока, невозможность стабилизации выходного напряжения и низкий входной коэффициент мощности в обоих режимах. Целью проводимых авторами исследований была разработка схемы ДТВ с повышенным коэффициентом мощности, имеющего небольшое число быстродействующих полностью управляемых полупроводниковых ключей в силовой цепи. 32 Силовая часть разработанного ДТВ (рис. 1) состоит из тиристорного моста VS1–VS6, к выходу которого подключен двухквадрантный вольто- добавочный инвертор (элементы S1, S2, VD1, VD2, T1, S5, S6) и схема переключения полярности (VD3, VD4, S3, S4) с выходным емкостным на- копителем энергии (C1, C2). Схема работает в режиме поддержания непре- рывного выходного тока тиристорного моста. + + A B C T1 S5 S6 L1 Udc С1 С2 Idc S1 S2 VD1 VD2 S3 S4 VD3 VD4 VS1-VS6 - +Uref Udc Wvc(s) - + Iref Wcc(s) PWM S1, S2, S5, S6 Idc Logic VS1-VS6, S3,S4 RMS Рис. 1. Схема силовой части разработанного ДТВ При работе ДТВ в выпрямительном режиме при условии питания от симметричной трехфазной сети выходное напряжение тиристорного моста upn(t) (рис. 2) (угол управления α = 0) определяется как ( )( ) cos mod , 3 6pn m u t U t π π = ω −      (1) где Um – амплитуда входного линейного напряжения, В; ω – угловая часто- та сети, с–1. +A B C Udc e(t)>0 upn(t)>0 VS α=0 L1 C1 Idc Рис. 2. Схема замещения ДТВ в выпрямительном режиме Для обеспечения постоянства выходного тока тиристорного моста Idc необходимо придерживаться условия Idc ref dc Udc Uref Idc VC(s) CC(s) –VS6, VS1– 6 Idc dc pn > 0 e(t) 0 α = А В С А В С 33 ( ) ( ),dc pne t U u t= − (2) где e(t) – выходное напряжение инвертора, В; Udc – выходное напряжение преобразователя, В. Для минимизации установленной мощности инвертора определим ус- ловия минимума модуля его выходного напряжения. Поскольку напряже- ние upn(t) изменяется от Um до mU2 3 , очевидно, что это условие будет выполнено при установке 3 2 32 0,933 . 2 4 m m dc m m U U U U U + + = = = (3) Выходное напряжение инвертора при этом будет изменяться в диапазо- не от –0,067Um до +0,067Um. Средняя мощность инвертора Pa определяется как 2 / 2 / 0 0 3( ) ( ) 2 2a dc dc dc pn dc dc m P I e t dt I U u t dt I U U π ω π ω ω ω  = = − = −    π π π   ∫ ∫ (4) и для mdc UU 933,0= будет равной 2,2 % от выходной мощности выпря- мителя. Таким образом, при оптимально выбранном выходном напряжении ин- вертор может быть рассчитан на работу с полным выходным током Idc, выходным напряжением от –0,067Um до +0,067Um и иметь среднюю мощ- ность 0,022 от выходной. Следует отметить, что для выбора компонентов инвертора необходимо ориентироваться на установленную мощность инвертора Pуст, которая мо- жет быть определена следующим образом: 2 / уст 0 ( ) . 2dc P I e t dt π ωω = π ∫ (5) Численное интегрирование дает оценку установленной мощности по- рядка 4,3 % от выходной для случая mdc UU 933,0= . Изготовлен макет ДТВ, в котором частота переключения инвертора со- ставляет 20 кГц. Система управления содержит однокристальный микро- контроллер ATmega48-20PA, формирование управляющих сигналов для транзисторов выполняется с помощью специализированных оптопар HCPL3120. Коммутация ключей схемы смены полярности (S5, S6) осуще- ствляется с частотой 300 Гц (6-я гармоника частоты сети). Для управления ключами инвертора (S1, S2, S5, S6) используется широтно-импульсная мо- дуляция с фазовым смещением, т. е. пары S1, S2 и S5, S6 переключаются с одинаковой частотой и скважностью 50 %, а изменение выходного напря- жения инвертора выполняется за счет фазового сдвига между управляю- щими сигналами этих пар. При этом пара S1, S2 переключается с перекры- тием, а S5, S6 – с бестоковой паузой. 34 Ключи S1, S2 выполнены на MOSFET транзисторах IRFP4768; S3, S4 – на транзисторах IGBT IRG4PH50S; S5, S6 – IGBT с обратными диодами FGA25N120ANTD. VD1, VD2 – диоды Шоттки типа MBR40250; VD3, VD4 – быстровосстанавливающиеся диоды 60EPF12. Дроссель L1 имеет индуктивность 120 мкГн при токе 30 А. Амплитуда напряжения на первичной обмотке трансформатора Т1 при применении полумостового инвертора составляет 0,5Udc = 0,466Um. Поскольку на вторичной обмотке напряжение должно быть не менее 0,067Um, коэффициент трансформации должен быть не больше, чем 0,466/0,067 = 6,95. Трансформатор изготовлен с коэффициентом трансфор- мации Ктр = 5; Ктр целесообразно выбирать максимально возможным, по- скольку по мере его роста уменьшается ток ключей S5, S6, а следователь- но, и потери мощности в них. Применение полумостового инвертора позволяет симметрировать на- пряжения на последовательно соединенных выходных конденсаторах пре- образователя (С1, С2). Для осуществления этого трансформатор Т1 выпол- няется с воздушным зазором в магнитопроводе, вследствие чего работа вспомогательного преобразователя не нарушается при возникновении тока несимметрии, который будет протекать через первичную обмотку Т1. Система управления инвертором – двухконтурная. Внутренний широ- кополосный контур с ПИ-регулятором тока Wcc(s) (рис. 1) обеспечива- ет стабилизацию выходного тока тиристорного моста Idc. Уровень этого тока (Iref) задается внешним контуром, который содержит инерционный стабилизатор выходного напряжения Wvc(s). В устройстве также реализо- вана функция Boost-Follower, т. е. выходное напряжение выпрямителя Udc устанавливается пропорционально напряжению питающей сети (блок RMS, формирующий сигнал Uref, согласно выражению (3)). Это позволяет минимизировать мощность вспомогательного инвертора, как было показа- но выше. Регулятор выходного напряжения Wvc(s) может быть выполнен в виде ФНЧ 1-го порядка с частотой среза в 2–3 раза ниже частоты питающей се- ти, этот прием часто используется в системах управления активными кор- ректорами коэффициента мощности. Значительно улучшить быстродейст- вие контура регулирования напряжения можно путем установки после зве- на Wvc(s) устройства выборки-хранения, тактируемого с частотой се- ти [3]. При этом можно повысить частоту среза регулятора Wvc(s) без ухудшения качества формирования входного тока ДТВ. В макете ДТВ ре- гуляторы Wcc(s) и Wvc(s) реализованы программно с синхронизацией кон- тура регулирования напряжения с частотой сети. Для стабилизации выходного напряжения на фиксированном уровне (т. е. при установке Uref = const) нужно уменьшить коэффициент транс- формации Т1, поскольку в этом случае необходимо увеличение выходного напряжения вольтодобавочного инвертора. Так, при Ктр = 2 можно обеспе- чить стабилизацию выходного напряжения на уровне 600 В при изменении входного напряжения в границах 368–530 В. Однако средняя мощность инвертора, согласно выражению (4), в этом случае должна быть около 21 % мощности нагрузки. 35 При работе предлагаемого ДТВ в выпрямительном режиме его входные токи представляют собой прямоугольные импульсы шириной 120 электри- ческих градусов (рис. 3). Входной коэффициент мощности в этом случае составляет 0,955, а коэффициент гармоник входного тока THDI = 31 %. iвх uвх 0 60 120 180 240 300 360 420 480 540 600 660 720 ωt, эл. град. Рис. 3. Диаграмма входного фазного напряжения и тока ДТВ в выпрямительном режиме При работе ДТВ в рекуперативном режиме (схема замещения для этого случая приведена на рис. 4) угол управления тиристорами моста устанав- ливается равным α = 180°. При этом выходное напряжение моста меняет знак, а для сохранения знака выходного напряжения ДТВ включаются ключи схемы изменения полярности S5, S6 (рис. 1). +A B C Udc e(t)<0 upn(t)<0 VS α=180 L1 C1 Idc Рис. 4. Схема замещения ДТВ в рекуперативном режиме Для надежной коммутации тиристоров в этом режиме производится принудительное прерывание выходного тока тиристорного моста. Это вы- полняется благодаря кратковременному отключению в момент коммутации ключей схемы смены полярности (S5, S6), что приводит к быстрому сбра- сыванию энергии дросселя L1 в выходные конденсаторы (С1, С2) и спада тока Idc до нуля. После этого ключи S5 и S6 схемы смены полярности сно- ва открываются и на тиристоры подается управляющий сигнал. В практи- ческой реализации двунаправленного трехфазного выпрямителя прерыва- ние тока производится на 500 мкс, что гарантирует закрытие тиристоров моста типа 25ТТS12FP, для которых время восстановления непроводящего состояния равно tq = 110 мкс. Входные токи в рекуперативном режиме представляют собой пары прямоугольных импульсов (рис. 5). Входной коэффициент мощности в этом случае составляет –0,892, а коэффициент гармоник входного тока ра- вен THDI = 50 %. Уменьшение времени прерывания тока до 250 мкс при- водит к повышению коэффициента мощности до –0,92 и уменьшению THDI до 42 %. Idc dc t < 0 e(t) 0 α 180° uвх iвх 3 uвх, iвх 1 0 –1 –2 –3 А В С 36 iвх uвх 0 60 120 180 240 300 360 420 480 540 600 660 720 ωt, эл. град. Рис. 5. Диаграмма входного фазного напряжения и тока ДТВ в рекуперативном режиме Возможна работа входного моста VS1–VS6 с углом управления менее 180°, что устранит необходимость принудительного прерывания тока. Но при этом возникает необходимость увеличения размаха выходного на- пряжения вольтодобавочного инвертора, что приведет к повышению по- терь мощности в нем. Кроме этого, первая гармоника сетевого тока будет иметь реактивную составляющую индуктивного характера. Для повышения эффективности системы и уменьшения потерь мощно- сти вспомогательный инвертор может быть выполнен резонансным, с мяг- кой коммутацией ключей. Дальнейшим направлением исследований в дан- ном направлении являются анализ работы системы в условиях несим- метричного напряжения питания и разработка эффективных схемных решений, позволяющих значительно снизить коэффициент гармоник вход- ного тока в выпрямительном и рекуперативном режимах работы. В Ы В О Д Разработан двунаправленный трехфазный активный выпрямитель с по- вышенным коэффициентом мощности, в котором за счет введения вольто- добавочного инвертора получена возможность стабилизизации выходного напряжения и уменьшения коэффициента гармоник входного тока. Опре- делены оптимальные соотношения параметров основного выпрямителя и вольтодобавочного инвертора, позволившие минимизировать его мощ- ность. Л И Т Е Р А Т У Р А 1. C l a r e, J. C. Bidirectional Power Converter for Voltage Fed Inverter Machine Drives / J. C. Clare, P. R. Mayers, W. F. Ray // Proceedings of the 23rd Power Electronics Specialists Con- ference, Toledo, Spain, June 29–July 3. – Toledo, 1992. – Vol. 1. – Р. 189–194. 2. D r o f e n i k, U. A Novel Bi-Directional Three-Phase Active Third-Harmonic Injection High Input Current Quality AC-DC Converter / U. Drofenik, G. Gong, J. W. Kolar // Proceedings of the 9th European Power Quality Conference (PCIM), Nuremberg, Germany, May 20–22. – Nuremberg, 2003. – Р. 243–254. 3. Б у р л а к а, В. В. Активный корректор коэффициента мощности с повышенным бы- стродействием регулятора напряжения / В. В. Бурлака, С. В. Гулаков // Сучасні проблеми радіотехніки та телекомунікацій «РТ-2010»: Матеріали 6-ї Міжнар. молодіжної наук.-техн. конф. 19–24 квітня 2010 р. – Севастополь: Вид-во СевНТУ, 2010. – С. 54. Поступила 10.07.2012 uвх iвх 3 uвх, iвх 1 0 –1 –2 –3 37